为什么使用开关电源？

开关电源的主要思想可以通过直流到直流变压器的概念解释轻松理解，如图1所示。负载$R_L$需要从主电压源$V_{IN}$中获得一个恒定电压$V_{OUT}$。如图1所示，通过变化串联电阻($R_S$)或分流电流($I_S$)可以调节输出电压$V_{OUT}$。
当通过变化$I_S$并保持$R_S$不变来控制$V_{OUT}$时，变压器内部发生功率损耗。这种类型的变压器称为分流控制调节器。变压器内部的功率损耗由方程1给出。请注意，即使$I_S$变为零，功率损耗也无法消除。

图1：直流到直流变压器</>

方程1：分流控制调节器功率损耗

然而，如果我们通过变化$R_S$并保持$I_S$为零来控制输出电压$V_{OUT}$，则变压器内部的理想功率损耗可以根据方程2计算。

方程2：串联控制调节器功率损耗

这种类型的变压器被称为串联控制调节器。该变压器内部的理想功率损耗取决于串联电阻$R_S$的值，该值需要控制输出电压$V_{\text{OUT}}$和负载电流$I_{\text{OUT}}$。如果$R_S$的值为零或无穷大，则变压器内部的理想功率损耗应为零。串联控制调节器的这一特性成为开关电源（SMPS）的种子思想，其中转换损耗可以最小化，从而实现最大化的效率。

在开关电源中，串联元件$R_S$被半导体开关替代，该开关在导通状态时具有非常低的电阻（最小化导通损耗），在断开状态时具有非常高的电阻（阻止导通）。在半导体开关之后放置一个低通滤波器，使用非耗散性被动元件（如电感和电容）提供恒定的直流输出电压。

用于实现开关电源的半导体开关以高频率（50 kHz至数兆赫）不断地开关，通过被动元件将电能从输入传输到输出。通过调节半导体器件的过渡期的占空比、频率或相位来控制输出电压。由于被动元件的大小与开关频率成反比，高开关频率导致磁性和电容器尺寸较小。

虽然高频率开关为设计者增加了提高功率密度的巨大优势，但它会增加变压器内部的功耗并引入额外的电气噪声。

选择开关电源拓扑结构

实现开关电源的常用拓扑结构有几种。任何拓扑结构都可以根据任何规格来工作；然而，每种拓扑结构都有其独特的特点，使其最适合特定的应用。为了选择最适合特定规格的最佳拓扑结构，了解特定拓扑结构的基本操作、优缺点、复杂性和使用领域至关重要。以下因素有助于选择适当的拓扑结构：
a）输出电压是高于还是低于整个输入电压范围？
b）需要多少个输出？
c）是否需要输入到输出的电介质隔离？
d）输入/输出电压是否非常高？
e）输入/输出电流是否非常高？
f）变压器的一次侧最大电压是多少，最大占空比是多少？
因素（a）确定电源拓扑结构应该是降压、升压还是降升压型。因素（b）和（c）确定电源拓扑结构是否应该具有变压器。电源的可靠性取决于根据因素（d）、（e）和（f）选择适当拓扑结构。

降压（buck）变压器

降压变压器只能产生比输入电压更低的平均输出电压。降压变压器的基本示意图及其开关波形如图2所示。在降压变压器中，一个开关（$Q1$）与输入电压源$V_{IN}$串联。输入源$V_{IN}$通过开关和低通滤波器（由电感和电容器实现）馈送输出。

在稳态工作状态下，当开关在一段时间$T_{ON}$内打开时，输入源向输出和电感（$L$）提供能量。在$T_{ON}$期间，电感电流流经开关，$V_{IN}$和$V_{OUT}$之间的电压差以正向方向作用于电感，如图2（C）所示。因此，电感电流$I_L$从其当前值$I_{L1}$线性增加到$I_{L2}$，如图2（E）所示。

在开关关闭时的$T_{OFF}$期间，当存储在电感中的能量继续为负载电流提供时，电感电流继续以相同方向流动。二极管$D1$在$Q1$关闭期间（$T_{OFF}$）完成电感电流路径，因此它被称为自由轮二极管。在这个$T_{OFF}$期间，输出电压$V_{OUT}$以反向方向作用于电感，如图2（C）所示。因此，电感电流从其当前值$I_{L2}$减少到$I_{L1}$，如图2（E）所示。

图2：buck变压器

连续导通模式

在一个开关周期（$T_S$）内，电感电流是连续的，从不达到零；因此，这种运行模式称为连续导通模式。在连续导通模式下，输出电压和输入电压之间的关系由方程3给出，其中$D$称为占空比，由方程4给出。

方程3：降压变压器 $V_{OUT}/V_{IN}$ 关系

方程4：占空比

如果输出电压与输入电压的比值小于0.1，建议采用两级降压变压器，即通过两次降压操作来降低电压。尽管降压变压器可以是连续导通或不连续导通的，但其输入电流总是不连续的，如图2（D）所示。这导致需要比其他拓扑结构更大的电磁干扰（EMI）滤波器。

电流模式控制

在设计降压变压器时，始终存在电感和电容器尺寸选择之间的权衡。

较大的电感值意味着需要更多的匝数来覆盖磁芯，但输出电容器的纹波电流较小（<满载电流的10%）；因此，电感中的损耗增加。此外，较小的纹波电流几乎不可能实现电流模式控制（有关电流模式控制技术的详细信息，请参阅“控制方法”）。因此，在变压器中可能观察到负载瞬态响应不佳。

较小的电感值增加了纹波电流。这使得实现电流模式控制变得更容易，因此变压器的负载瞬态响应得到改善。然而，高纹波电流需要低等效串联电阻（ESR）输出电容器以满足峰峰输出电压纹波要求。通常，要实现电流模式控制，电感中的纹波电流应至少为满载电流的30%。

前馈控制

在降压变压器中，可以通过实现输入电压前馈控制来最小化输入电压对输出电压的影响。使用数字控制器和输入电压传感器时，实现前馈控制比使用模拟控制方法更容易。在前馈控制方法中，数字控制器在检测到输入电压的任何变化之后立即开始采取适当的自适应措施，这样可以在输入变化实际影响输出参数之前就进行调整。

同步降压变压器

当输出电流要求较高时，自由轮二极管D1内的过多功率损耗限制了可实现的最小输出电压。为了减少高电流下的损耗并实现较低的输出电压，将自由轮二极管替换为具有非常低导通电阻RDSON的MOSFET。这个MOSFET与降压MOSFET同步开关。因此，此拓扑结构被称为同步降压变压器。对于这个同步MOSFET，需要一个补充的门极驱动信号，该信号是降压开关门极驱动信号的补码。

MOSFET可以双向导通；这意味着当电感电流因轻载而达到零时，应立即关闭同步MOSFET。否则，在输出LC谐振后，电感电流的方向将发生反转（在达到零之后）。在这种情况下，同步MOSFET会对输出电容器起到负载作用，并在MOSFET的RDSON（导通电阻）中耗散能量，从而导致在不连续模式下的功率损耗增加（电感电流在一个开关周期内达到零）。如果降压变压器电感设计用于中等负载，但需要在无负载和/或轻负载下工作，则如果在电感达到零后不立即关闭同步MOSFET，则输出电压可能会低于调节限值。

多相同步降压变压器

设计一个单个同步降压变压器以以低输出电压提供超过35安培的负载电流几乎是不现实的。如果负载电流要求超过35-40安培，则将多个变压器并联以提供负载。为了优化输入和输出电容器，所有并联的变压器都在相同的时间基础上运行，并且每个变压器都在前一个变压器之后的固定时间/相位后开始切换。这种类型的变压器称为多相同步降压变压器。图3显示了多相同步降压变压器的门脉冲时序关系以及变压器吸收的输入电流。固定的时间/相位由时间周期/n或300/n给出，其中“n”是并联的变压器的数量。

输入和输出电容器的设计基于每个变压器的开关频率乘以并联变压器的数量。由输出电容器看到的纹波电流减少了“n”倍。如图3（E）所示，多相同步降压变压器吸收的输入电流连续，纹波电流较少，与单个变压器显示的相比（见图2（D））。因此，在多相同步降压变压器的情况下，较小的输入电容器满足设计要求。

图3：多相同步降压变压器

升压(boost)变压器

顾名思义，只能产生比输入电压更高的平均输出电压。图4显示了一个升压变压器的基本示意图及其开关波形。

在升压变压器中，一个电感（$L$）与输入电压源VIN串联。输入源通过电感和二极管$D_1$馈送输出。在稳态工作状态下，当开关$Q_1$在一段时间$T_{ON}$内打开时，输入向电感提供能量。

在$T_{ON}$期间，电感电流（$I_L$）流经开关，并且输入电压$V_{IN}$以正向方向作用于电感，如图4（C）所示。因此，电感电流从其当前值$I_{L1}$线性增加到$I_{L2}$，如图4（D）所示。在此$T_{ON}$期间，输出负载电流$I_{OUT}$由输出电容$C_O$供应。输出电容的值应足够大，以在$T_{ON}$时间内为负载电流提供，并且输出电压的最小指定下降。

在开关关闭时的$T_{OFF}$期间，电感电流继续以相同方向流动，因为电感内的存储能量，输入源向负载供能。二极管$D1$在$Q1$关闭期间（$T_{OFF}$）通过输出电容器完成电感电流路径。在这个$T_{OFF}$期间，电感电流通过二极管，且$V_{IN}$和$V_{OUT}$之间的电压差以反向方向作用于电感，如图4（C）所示。因此，电感电流从其当前值$I_{L2}$减少到$I_{L1}$，如图4（D）所示。

连续导通模式：如图4（D）所示，在一个开关周期（$T_S$）内，电感电流是连续的，从不达到零点。因此，这种方法被称为连续导通模式，其输出和输入电压之间的关系如方程5所示。

图4：升压变压器

方程 5：输出电压与输入电压的关系

输出电容器中的均方根（RMS）纹波电流由方程6给出。它是通过考虑图4（D）中显示的波形计算的。在TOFF期间，脉动电流ID1流入输出电容器，恒定负载电流（IOUT）从输出电容器流出。

方程 6：电容器纹波均方根（RMS）电流

根据方程5，当占空比接近单位时，VOUT/VIN比率可以非常大，这是理想的。然而，与理想特性不同，当占空比接近单位时，VOUT/VIN会下降，如图5所示。由于开关的利用率非常低，导致元件中出现寄生元素以及与电感、电容器和半导体相关的损耗。

图5：升压变压器中的VOUT/VIN和占空比

功率因数校正

当升压变压器在连续导通模式下运行时，从输入电压源提取的电流始终是连续而平稳的，如图4（D）所示。这个特性使得升压变压器成为功率因数校正（PFC）应用的理想选择。功率因数（PF）由总电流谐波畸变因子（THD）和位移因子（DF）的乘积给出。因此，在PFC中，变压器提取的输入电流应该是连续而平稳的，以满足输入电流的$THD$，使其接近于单位。此外，输入电流应该跟随输入正弦电压波形，以满足位移因子，使其接近于单位。

正激(Forward)变压器

正激变压器是基于基本降压变压器拓扑结构的变压器隔离型变压器。基本示意图和开关波形如图6所示。

在正激变压器中，一个开关（Q1）与变压器（T1）的初级串联。开关在变压器初级绕组上产生脉动电压。变压器用于降低初级电压，并在输入电压源$V_{IN}$和输出电压$V_{OUT}$之间提供隔离。

在稳态工作状态下，当开关在一段时间$T_{ON}$内打开时，绕组的点端相对于非点端变成正极。因此，二极管$D_1$变为正向偏置，而二极管$D_2$和$D_3$变为反向偏置。

由于输入电压$V_{IN}$施加在变压器初级上，磁化电流$I_M$从其初始零值线性增加到最终值，其斜率为$V_{IN}/L_M$，其中$L_M$是初级绕组的磁化电感，如图6（D）所示。通过初级绕组流过的总电流是这个磁化电流加上在初级端反射的电感电流（$I_L$）。这个总电流在$T_{ON}$期间通过MOSFET流过。二极管$D_2$上的电压等于输入电压乘以变压器匝比（$N_S/N_P$）。在正激变压器的情况下，在$T_{ON}$期间，在电感$L$上施加的电压，在忽略变压器损耗和二极管正向电压降的情况下，由方程7给出。

方程 7: 电感上的正向电压

能量的消散

在开关关闭后的ON周期结束时，磁芯中储存的能量无法通过电流路径来消散。有许多方法可以消散这种能量。其中一种方法如图6所示。在这种方法中，磁芯内部储存的磁通会在$NR$绕组的点端产生一个负电压，这会正向偏置二极管$D3$并重置磁芯中储存的磁化能量。因此，$NR$绕组被称为复位绕组。在关断期间重新设置磁化电流对于避免饱和非常重要。

在开关关闭时的$T_{OFF}$周期内，电感电流（$I_L$）仍然以相同方向流动，同时电感内的储能继续为负载电流$I_{OUT}$提供能量。被称为自由轮二极管的二极管$D2$在$Q1$关闭时期（$T_{OFF}$）

图6：正向变压器

方程 8: 正激变压器

控制磁化

当开关关闭时，二极管$D_1$变为反向偏置，$I_M$无法在次级侧流动。因此，磁化电流被变压器的复位绕组带走，如图6（A和D）所示。
反射磁化电流$I_3$通过复位绕组$NR$和二极管$D_3$流入输入电源。在流动 I 3 I_3