模拟集成电路设计

Bandgap电路设计及版图实现

一、目的：

1、熟悉模拟集成电路设计的基本流程，实现Bandgap电路设计；
2、熟悉Linux系统及Cadence Virtuoso icfb设计、仿真软件的使用方法。

二、原理：

1、设计目标：Bandgap设计目标：提供稳定的电压基准：具有一定的绝对精度(例如3%,5%)、温漂系数小(例如20ppm)；尽可能大的电源电压范围；尽可能小的静态工作电流；尽可能大的PSRR；尽可能小的输出分布范围和Noise (Flick noise)；具有可靠的启动电路；尽可能小的面积。

2、设计要求：

1)设计基本的Bandgap电路结构，提供对温度不敏感的基准电压以及PTAT基准电流，基本电路与工作原理如下：

2)基准电压与电流：

VBG通常在1.2左右，其温度特性包含抛物线型非线性项，设计中令顶点位于常温附近，更高精度要求可采用二次补偿电路。IBG~T，在高温与低温下其值变换较大，若用它直接去偏置其他电路，这一点须特别注意。

3)启动与稳定性：启动方面，这个电路有两个稳定工作点，其中一个是两个支路电流都为0，设计中需加启动电路来避免这个工作点；稳定方面，正、负反馈环路共存，运放输入端需正确连接，保证负反馈强于正反馈。启动电路中的M9要大于M10,使进入正反馈回路的刺激大一些。M6~M8作为MOS RES，其值应保证正常工作后M9，M10关闭。

4)PSRR（电源抑制比）：

低频：OPA环路增益保证；高频：输出RC滤波保证。最差点在中间，提高需要:提高环路带宽，与功耗tradeoff，降低RC带宽，与面积tradeoff。

5)电压离散性与噪声：

输出离散性：运放失调的控制很重要!噪声：热噪声可由输出滤波电容来控制；1/f噪声：与Vos一样会被放大，且很难被滤波，因此要特别注意电路中的NMOS；运放输入管应用PMOS，与失调要求一样，要增加W，L。抑制1/f噪声还可采用chopping技术。

6)局限性与解决办法：

输出基准电压固定为1.2V左右，不够灵活；输出基准电流为PTAT，在全温度范围内变化很大；电源电压的限制：最低工作电压>1.2+Vdsat。解决办法：通过V/V，V/I转换电路来解决前两个问题,代价是电路复杂性和功耗。

三、设计内容与结果：

1、原理图设计及尺寸确定：

1)运行Cadence Virtuoso icfb，打开Bandgap电路原理图如图：

2)分析电路：核心电路中，下左图为两个PMOS构成的电流镜（并联四个，每个沟道长度为1um），下右图为流过相同电流的两个支路，Q4为并联一个的2×2尺寸的BJT晶体管，Q0是并联八个的2×2尺寸的BJT晶体管，Q0的VBE要比Q4要低，所以电压差将加载在R0上。设置R0电阻值大小即可设置支路电流大小。其余电阻尺寸完全相同，与R0成比例得到需要的电压比例关系。

   

3)运算放大器电路中，下左图为输入部分，采用PMOS差分对，其1/f噪声低，且可保证伪电流源电压使电路正常开启。VDDA为电流镜，从核心电路镜像出电流，尺寸较核心减半，为了降低噪声故沟长设为2um。下中图为折叠结构的二级放大电路，其NMOS伪电流源沟长1um避免沟道长度调制效应。电流由核心电路镜像所得，电流镜MOS尺寸为核心四分之一。确定M32、M13尺寸时考虑1/f共享噪声，同时考虑版图面积，故把沟道长度确定为1um，并联2个。下右图M5为下中图Cascode级提供偏置电压，而M11、M12沟长确定为1um。

        

4)启动电路中，下左图二极管接法的PMOS将电压降下来，下接反相器，反相器输入端接Bandgap电压，MB7控制内核电路是否产生工作电流用于启动。下右图为PD控制信号端，经过一个反相器接PDn，经过两个反相器接PDp，分别控制下左图中M38、M91与核心电路中M37，控制整个电路的开启与关闭状态。

 

5)symbol电路与仿真电路搭建：下左图为上述Bandgap电路的模型，下右图为搭建的仿真电路Bandgap_testbench原理图，其中输出端接一个很小的电容负载便于观察输出电压波形，PTAT电流输出接1V理想电压源，VDDA为电源，由V5提供，范围在3.3V到2V之间。引线电感2nH，模拟封装时芯片焊盘与芯片封装管脚上筋线（1mm对应1nH）带来的电感。电阻同理，此处设为100mΩ。GNDA与SUB的引线电感设为1nH，50mΩ（由封装决定）。

    

2、直流仿真：

1)打开ADE仿真编辑器，如下设置进行直流工作状态仿真：

2)提取VDDA电源电压，设置大小为3V如图：

3)运行仿真，显示结点电压，如图操作：

4)确定Bandgap_testbench原理图直流工作点如下图：

5)进入Bandgap原理图，确定各结点电压电流如图：

可见小尺寸（左）PNP BJT型晶体管发射极电压为-759mV左右，大尺寸也为-704mV左右，电流均为-3uA左右，而PTAT电流为两BJT发射极电压差与R0之比，可通过设定R0的值来改变。

电流镜各结点电压如上图，可见为保证晶体管工作在放大区，需要|Vds|＞|Vdsat|，满足要求。

运放伪电流源部分，电流镜镜像电流为-2.499uA，准确，同理M15电流镜电流为-1.248uA也符合要求。

上图为NMOS伪电流源电流镜的|Vds|＞|Vdsat|，工作状态正确。漏极电流为2.496uA，准确。

折叠运放Cascode级两晶体管|Vds|＞|Vdsat|，工作状态没有问题。

二极管接法的PMOS电流镜|Vds|＞|Vdsat|，工作在放大区，右边同样|Vds|＞|Vdsat|，工作状态正确。

PMOS差分对电路部分，M14伪电流源|Vds|＞|Vdsat|，沟道宽度选择没有问题，且差分对也满足|Vds|＞|Vdsat|，均工作在放大区，且PMOS差分对Vdsat比较小，整体gm值更大但fT较低，此处应折中考虑。

启动电路部分，反相器PMOS Vds=-1.88V，处于几乎截止状态，而NMOS Vds约等于0，处于导通状态，启动电路的NMOS（M87）栅极被拉至地，处于截止状态，可知启动电路整体电流消耗基本为0。

6)直流扫描：仿真参数选择温度自动扫描，设置从-40扫描至85，如下所示：

运行仿真后，选择Direct Plot查看VBG输出端电压扫描结果，操作如下：

扫描结果如图所示：

可见曲线抛物线顶点在25℃左右，温度系数为：[1.210916V(MAX)-1.209941V(MIN)]/1.210581V(MID)/125℃×106=6.443ppm.

之后修改R1与R4电阻值使之变小，例如修改为串联20个，如图：

运行仿真后，选择Direct Plot查看VBG输出端电压扫描结果，扫描结果如图所示：

可见其为负温度系数的电压输出特性，需要增加正温度系数分量部分的比例。同理修改R1与R4电阻值使之变大，例如修改为串联30个，如图：

可见其变为正温度系数的电压输出特性，需要增加负温度系数分量部分的比例。通过不断调试电阻值比例，可以调整出理想抛物线结构的温度系数电压输出特性。

2、频率分析：

1)从analogLib中选择Analysis，调入iprobe元件symbol放置在如下图运放输出的位置，便于同时仿真出正负反馈回路的完整频率响应特性：

2)在ADE中设置仿真参数：关闭直流温度扫描，选择stb稳定性仿真，扫描频率从100Hz自动扫描至100MHz，选择iprobe元件进行仿真，如图：

3)运行仿真后，选择Direct Plot—>Main from，选择相位裕度可见相位裕度为78.0276度，如图：

之后查看stb环路增益输出结果，选择幅度与相位，单位为dB20，结果如图所示：

可见环路总增益为59dB，相位裕度大于45度，也大于60度，电路稳定。此相位裕量与密勒补偿反馈电容(C0)大小决定，减小电容值可使相位裕量减小。例如将密勒补偿电容尺寸减小为10×20，0.63pF（原先为20×20，1.24pF），如图：

之后查看stb环路增益输出结果，选择幅度与相位，单位为dB20，结果如图所示：

可见相位裕度为74.855度。即：高频增益相较于电容减小前变大，单位增益带宽翻倍，相位裕量减小。若需提高环路增益，可将PMOS差分对与所有晶体管，包括电流镜的沟道长度变大，例如将它们的沟道长度、Fingers翻倍，如图：

 

运行仿真后，查看stb环路增益输出结果，选择幅度与相位，单位为dB20，结果如图所示：

可见其增益提高到60dB以上，但提高不明显，因为此电路在深负反馈状态下环路增益由反馈系数决定。

3、噪声分析：

1)ADE设置仿真参数进行噪声分析：扫描频率从100Hz自动扫描至100MHz，选择VBG和GND的电压为噪声输出正负端，不设噪声输入，如图：

仿真结果输出噪声结果如下图，单位：V/sqrt（Hz）

可见在100Hz时噪声为9.72uV，10KHz时为1.33uV，100KHz时为806nV，1MHz时为376nV。Print 1KHz处的噪声来源，90%的噪声来自M32与M13的1/f噪声，5%由电流镜负载晶体管M20与M21的1/f噪声引入，其余噪声贡献较少，如图：

2)为了降低主要噪声，可将M6、M32与M13晶体管沟道长度变大，例如将它们的沟道长度增大为3um（原先为2um）、Fingers增大为3（原先为2），如图：

仿真结果输出噪声结果如下图，单位：V/sqrt（Hz）

可见1KHz时为噪声幅值下降为2.3uV，高频处1/f噪声贡献较小。之后Print 100KHz处噪声来源，56%的噪声来自M32与M13的电流噪声，1/f噪声贡献较少，如图：

3)为了降低主要噪声，可增大运算放大器部分的工作电流，例如将电流放大一倍，即：把M14与M15的Multiplier扩大一倍，如图：

可见100KHz处噪声来源，来自M32与M13的电流噪声贡献下降至50%，如图：

3、瞬态响应特性分析：

1) 从analogLib中选择Sources，调入vpulse元件symbol放置在如下图位置，设置参数如图，便于产生阶跃信号仿真出电路瞬态响应特性：

2) ADE设置仿真参数进行瞬态分析：50us，中等精度，如图：

运行仿真，Direct Plot—>Main from，电源电压VDD和Bandgap输出电压工作上升过程，Bandgap输出电压由过充到下降，最后随VDD稳定而稳定，如图：

3)同理，反相器漏端电压跟随电源电压上升，最后随电源电压稳定而稳定，如图： 

4)反相器反相端电压开始时跟随电源电压上升，超过NMOS阈值电压后翻转变为0V，此时电路进入正常工作状态，Bandgap电压输出正常输出，如图：

5)电流镜栅极电压瞬态响应曲线如图，其电压随电源电压上升而上升，在反相器反相端电压翻转变为0V后快速上升到最终工作电平：

3、电源抑制比分析：

1)调入交流电源元件symbol放置在如下图位置，设置参数如图：

2)ADE设置仿真参数进行AC交流小信号分析：10Hz到10MHz自动扫描，如图：

运行仿真，Direct Plot—>Main from，选择VBD输出端查看扫描结果，单位dB20：

3)可见电源抑制比在10Hz处为-100dB，1KHz处为-62dB，10KHz处为-41.79dB，100KHz处为-21dB，1MHz处为-1.21dB，如图：

 

4)为实现高频电源抑制，需要进行外部滤波，即加一个RC低通滤波，串联阻容，电阻为100KΩ，电容为10pF，如图：

可见电源抑制比在高频处有所改善，如图：

并且此时高频噪声得到了一定程度的滤除，如图：

 

5)之后将伪电流源晶体管沟道长度减小一倍，同比缩小晶体管沟道宽度，如图：

可见低频处电源抑制比变差，但整体电源抑制比增益有优化且优化量不大，如图：

6)修改密勒反馈电容，将其尺寸变为10×10，容值缩小一半，如图：

修改密勒反馈电容后，电路相位裕度有所减小，为61.592度，满足要求；单位增益带宽翻倍到800KHz左右，如图：

此时整体电源抑制比增益有优化且优化量较为理想，下降了约5dB，如图：

4、可靠性设计：

1)将整个电路工作环境温度设置为-40℃，如图：

2)运行直流仿真后进入Bandgap原理图，确定各结点电压电流，核心电路电流镜各结点电压如下图，可见为保证晶体管工作在放大区，需要|Vds|＞|Vdsat|，满足要求。但其PTAT电流仅为-3.71uA，较设计标准5uA小，对性能有影响。除此之外，依次检查其他晶体管，工作状态均满足要求。

3) 运行stb稳定性仿真后，选择Direct Plot—>Main from，可见相位裕度为58.7519度，接近60度，可接受，如图：

4)噪声方面，仿真输出噪声结果如下图，单位：V/sqrt（Hz），可见在1KHz时噪声为4.2uV，10KHz时为1.4uV：

5) 运行AC仿真，选择VBD输出端查看扫描结果，单位dB20，可见电源抑制比在1KHz处为-66.43dB，10KHz处为-46.57dB，100KHz处为-25.67dB，如图：

综上，低温时各指标满足所需工作要求。

6)将整个电路工作环境温度设置为85℃，运行直流仿真后进入Bandgap原理图，确定各结点电压电流，核心电路电流镜各结点电压如下图，|Vds|＞|Vdsat|，满足正常工作状态。但其PTAT电流上升为-6.24uA，较设计标准5uA大，对性能有影响。除此之外，依次检查其他晶体管，工作状态均满足要求。

7) 运行stb稳定性仿真后，选择Direct Plot—>Main from，可见相位裕度为62.4253度，大于60度，符合条件，如图：

8)噪声方面，仿真输出噪声结果如下图，单位：V/sqrt（Hz），可见在1KHz时噪声为6.13uV，10KHz时为1.845uV：

9) 运行AC仿真，选择VBD输出端查看扫描结果，单位dB20，可见电源抑制比在1KHz处为-67.86dB，10KHz处为-48.54dB，100KHz处为-27.02dB，如图：

综上，高温时各指标满足所需工作要求。

10)最高工作电压确定：设置电路工作温度为27℃，工作电压VDD=3.6V，执行直流温度扫描，仿真参数设置如下：

11)运行直流仿真后进入Bandgap原理图，确定各结点电压电流，核心电路电流镜各结点电压如下图，|Vds|＞|Vdsat|，满足正常工作状态。其PTAT电流为5.05uA，符合标准。除此之外，依次检查其他晶体管，工作状态均满足要求。

启动电路中反相器漏电流为-190.485pA，较大但在可接受范围内，如图：

温度从-40扫描至85，VBG扫描结果抛物线顶点在25℃左右，符合要求，如图：

12)运行AC仿真，在VBD输出端查看扫描结果，单位dB20，可见电源抑制比在1KHz处为-60.9dB恶化，10KHz处为-47.5dB，100KHz处为-26.02dB，如图：

同理噪声、稳定性相较于VDD=3V时变化不大。

13)最低工作电压确定： 27℃，工作电压VDD=2V，执行直流温度扫描，核心电路电流镜各结点电压如下图，|Vds|＞|Vdsat|，满足正常工作状态。其PTAT电流为5.05uA，符合标准。除此之外，依次检查其他晶体管，工作状态均满足要求。

运行AC仿真，选择VBD输出端查看扫描结果，单位dB20，可见电源抑制比在1KHz处为-65.22dB，10KHz处为-47.24dB，100KHz处为-26.02dB，变化不明显。

另外VDD=1.5V时工作不正常。综上，电源电压工作范围在2V到3.6V时可行。

14)工艺角偏差分析：工艺角SS85℃时，调入仿真如图：

此时Model Library设置中均为SS工艺偏差，如图：

工作温度85℃，工作电压VDD=3V，执行直流仿真，核心电路电流镜各结点电压如下图，|Vds|＞|Vdsat|，满足正常工作状态。其PTAT电流为6.03uA，有增大但可接受。除此之外，依次检查其他晶体管，工作状态均满足要求。

温度从-40扫描至85，VBG非最佳曲线情况，属于正温度系数但可接受，如图：

运行AC仿真，选择VBD输出端查看扫描结果，单位dB20，可见电源抑制比在1KHz处为-66.22dB，10KHz处为-46.16dB，100KHz处为-25.22dB，变化不明显：

运行stb稳定性仿真，可见相位裕度为60.3971度，大于60度，符合条件，且环路增益为42.4dB，环路增益有所下降，如图：

另外，VDD=1.7V时，需要对电路Cascode级提供偏置电压的方式进行修改如图，其中电阻设置为80KΩ左右：

此时才能使电路运放与伪电流源部分正常工作且其stb仿真后相位裕度为61.2468度，大于60度，符合要求，如图：

环路增益41.67dB，如图：

运行AC仿真，选择VBD输出端查看扫描结果，单位dB20，可见电源抑制比在1KHz处为-60.85dB，10KHz处为-46.66dB，100KHz处为-25.62dB，如图：

综上，在工艺角SS85℃时电路可正常工作，并且在最低电压（修改电路Cascode级偏置方式后）与最高电压范围内性能可接受。

15)工艺角偏差分析：工艺角FF-40℃时，工作温度-40℃，工作电压VDD=3.6V，执行直流仿真，核心电路电流镜各结点电压如下图，|Vds|＞|Vdsat|，满足正常工作状态。其PTAT电流为3.8uA，有些许增大但可接受。除此之外，依次检查其他晶体管，工作状态均满足要求。

温度从-40扫描至85，VBG非最佳曲线情况，属于负温度系数但可接受，如图：

运行AC仿真，选择VBD输出端查看扫描结果，单位dB20，可见电源抑制比在1KHz处为-63.05dB有衰减，10KHz处为-46.16dB，100KHz处为-27.12dB：

运行stb稳定性仿真，可见相位裕度为64.1703度，大于60度，符合条件，且环路增益为41.72dB，环路增益有所下降，如图：

另外，VDD=1.7V时，运行AC仿真，选择VBD输出端查看扫描结果，单位dB20，可见电源抑制比在1KHz处为-64.59dB，10KHz处为-48.26dB，100KHz处为-28.02dB，相较于常温条件变化不大，如图：

综上，在工艺角FF-40℃时电路可正常工作，并且在最低电压（修改电路Cascode级偏置方式后）与最高电压范围内性能可接受。

16)在FF-40℃下验证电路瞬态特性：首先设置阶跃信号如图所示：

运行仿真后可见Bandgap输出电压在最低工作电压（1.7V）与最高工作电压（3.6V）下工作的上升过程：Bandgap输出电压由过充到下降，最后稳定，可见电路在最低工作电压和最高工作电压范围内能够正常工作、快速启动，如图：

5、版图设计：

1)将仿真设计好的工程文件复制，为便于区分我命名为Bandgap_Aurora_Layout。

2)删除多余元器件，原理图如下：

3)打开Layout XL，创建新的版图文件命名为Layout_Aurora，如下左图，之后从原理图内导入元器件，操作如下右图：

 

调入元件后版图如图所示：

4)对调入的元器件进行布局，总体布局如图：

将PNP晶体管置于右侧阵列，如图：

电阻位于中部（部分电阻使用了蛇形交叉匹配）排列，如图：

核心电路电流镜位于左中部中间，最左边为PTAT输出电流源，伪电流源放在对称的右侧，可做到较好匹配性；PMOS电流镜M20、M21放于它们右侧，如图：

运放PMOS差分对位于左部靠下中间位置，采用十字交叉的匹配方式，如图：

NMOS伪电流源和为其Cascode级提供偏置的晶体管排为一列，电流镜晶体管左右交叉放置，单个提供偏置的晶体管放于最中间，Cascode级放于右侧，如图：

启动电路与反相器放置于整个电路左下角，如图：

密勒补偿电容放置在整个电路右上角，如图：

5)对布局整理排列便于后续布线，使元件在设计规则允许范围内尽量靠近，如图：

6)进行SUB环与WELL环布置，通过Multipart Path（F3）脚本实现，如图：

按设计规则设置不同层参数的脚本画各层的环，下图为PSUB环（接衬底）：

下图（紫色）为NWELL环（接电源电压），为单排过孔：

整个CELL外围需布置保护环进行隔离，过孔为两排，如图：

7)版图连线：使用Path功能在不同金属层连线，将各个元器件连接起来。下图为PNP晶体管的SUB层连线：

使用金属二层将晶体管所有发射极连接在一起，如图：

使用金属三层将晶体管所有发射极引出其中一个发射极连接电阻，如图（红）：

电阻连线为蛇形交叉方式连线，如图（只显示金属一层和GT层）：

运放部分，差分对栅极由金属三层交叉连线实现较佳匹配特性，源端通过半包围金属二层，过孔接至金属一层与NWELL电位连接减小衬偏效应，如图：

伪电流源部分左右交叉连线，Cascode最终输出接差分运放PMOS电流镜，如图：

Bandgap核心电路电流镜也是采用交叉连线的匹配方式，如图：

密勒补偿电容跨接方式如图：

8)版图最终连线结果如图：

6、版图DRC验证：

1)从RFIC_Sim Bandgap_Aurora打开以上布好线的Bandgap版图如下：

2)在DRC对话框内Load calibre_DRC_runset文件，操作如图：

3)运行DRC后可得到结果，其中有十三个错误如下：

4)修改第一个DG层间距错误：在DG层绘制矩形使DG层覆盖，如图：

此时再次运行DRC可见第一个错误消除：

5)对于第二个错误如图，下方提示（ For 0.11um design, 2.5/3.3V transistor channel (overlap of Poly and AA) enclosure by DG.( Designer can waive this rule for 0.13um design).>=0.30）可见，因为我们使用的是0.13um的工艺，故可忽略此错误：

6)对于第三个错误：GT层需要被SN或SP层所包围，如图：

则在SN、SP层逐一绘制矩形框将栅极所包围，如下若干图：

7)对于第四个错误：要求M1层间距大于0.17um，如图：

则将栅极过孔数设为2，如下两图，则可解决问题：

 

8)对于第五个错误：M1层最小面积问题，如图：

则在M1层绘制矩形框将该位置完全包围，如图：

9)对于第六个错误：要求M2层间距大于0.2um，如图：

则将M2层整体移动使之间距大于0.2um，如图：

10)第七到第十一个错误：金属密度不足，将在总图修正，此小单元中不处理：

11)最后两个错误：BORDER层须绘制包括住所有电路元件，并且BORDER层要比芯片最外围超出0.73um，如图：

则绘制BORDER层。至此，将所有DRC错误修改好后的最终版图如图：

12)解决完所有错误，重新运行DRC，可见除了可忽略的错误以外无其他问题，至此可认为版图DRC验证通过，如图：

7、版图LVS验证：

1)在LVS对话框内Load calibre_LVS_runset文件，操作如图：

2)可见LVS验证可通过，但ERC中有ptap错误，如图：

 

事实上在设计过程中ptap（PSUB接触孔）已经接地（低电位），可通过在LVS内设置电源名称（VDDA）与地名称（GNDA和SUB）解决，如图：（实际上只要确认电源、地和PSUB的电位正确即可，此错误可忽略）

8、寄生参数提取：

1)在PEX对话框内Load calibre_xRC_runset文件，进行正确的Output设置如图：

 

2)运行PEX后，保存Calibre文件，选择阵列、原理图的形式保存，保存完成后需保证对话框提示无ERROR，如图：

 

3)提取出的寄生参数如图，上面部分为实际电路元件与端口，下部分为所有寄生参数，包括所有的寄生电容与寄生电阻，以及相互耦合的电容：

9、后仿真验证：

1)将Bandgap_testbench原理图内单元名改为上述步骤中提取过寄生参数的Bandgap_Aurora，如图：

2)载入之前的仿真参数，由于iprobe元件在此原理图中已不存在，故需要关闭stb仿真，如图：

3)在仿真顺序中将calibre加到原理图前面，如图：

4)运行仿真后得到后仿真结果，下图为DC仿真温度扫描在VBG端的输出结果，可见前后仿真（于同一图中）结果类似，无太大差别：

5)下两图为AC频率扫描在VBG端滤波后前仿真和后仿真的输出结果（于一图中），可见电源抑制比前后仿真结果差异很小：

6) 确定Bandgap_testbench原理图直流工作点如下图，可见直流工作点电流与前仿真差别不大，工作状态正确：

7)设置电源为阶跃信号，以便进行瞬态响应（启动状态）的后仿真，如图：

可见电源电压VDD和Bandgap输出电压工作上升过程如下图：Bandgap输出电压随VDD上升而上升，在12us左右稳定在正常工作状态。由此可见在进行版图设计后，考虑寄生参数的同时，电路可顺利启动。

8)下图为DC后仿真的PTAT电流随高低温变化的情况，其后仿真结果满足要求：

10、综上，整个Bandgap电路的电路原理图设计、直流仿真、频率与噪声分析、可靠性设计、版图设计和验证，以及后仿真验证全部完成。

 写在最后：

通过这次模拟集成电路设计实践，可以了解并掌握了整个Bandgap电路的电路原理图设计、直流仿真、频率与噪声分析、可靠性设计、版图设计和验证过程，以及后仿真验证过程。

在此过程中，无论是原理图仿真环节，还是版图设计、验证环节，我都或多或少遇到了一些非常规问题，例如仿真失败、布线错误、验证时调入配置文件失败、DRC失败等等，并且自己尽力地解决，从而最后完整地完成了设计实践的整个过程。

其实，人生当中成功只是一时的，失败却是主旋律。但是如何面对失败，却把人分成了不同的样子。有的人会被失败击垮，有的人能够不断地爬起来继续向前。设计Bandgap电路原理图、不断调整晶体管尺寸是如此，进行电路版图设计、电阻排布匹配也是如此。我想，无论做什么事情，真正的成功并不是追求完美，而是直面自己的缺憾，这才是实践的本质。

罗曼-罗兰说过，这个世上只有一种真正的英雄主义，那就是认清生活的真相，并且仍然热爱它。电路设计过程中有任何失败，我都可以重头再来。难道向上攀爬的那条路，不是比站在顶峰更让人热血澎湃吗？我认为，设计集成电路的这个过程本来就是这样的，有时候咬咬牙，就已经走了很远。

我会一直热爱这个过程。